到2035年，世界每年將消耗超過35萬億千瓦時的電力，而21年略低于2015萬億千瓦時。目前，近三分之一的電能用于為工業(yè)生產(chǎn)中使用的電機供電。這些電機中的許多基于簡單的交流設計，因為它們成本相對較低且易于驅動。它們在能源使用方面也非常低效，尤其是在低速時。然而，這種交流電機本身并不是浪費。通過正確的電子控制形式，它們的效率可以大大提高。使用當今可用的控制技術，可以將給定工作水平的能耗降低多達60%。

目前使用的最簡單的控制技術是伏特/赫茲。它在概念上既簡單又易于在基本微控制器上實現(xiàn)。核心算法利用了交流電機設計的核心特性。每個電機都有一個特征的磁化電流，以及由此產(chǎn)生的最大磁通量和扭矩。這些屬性通過伏特/赫茲比相關。電機通過圍繞移動轉子布置的定子線圈的開關轉動，從而轉動機械負載。線圈之間的切換迫使轉子的磁化元件以平行方式轉動，以移動到磁場保持平衡的穩(wěn)定狀態(tài)。

線圈切換頻率的增加反過來又會提高速度。但是，如果沒有相應的電能增加，施加的扭矩就會下降。伏特/赫茲控制提供了一種簡單的解決方法，即隨著頻率的上升而增加線路電壓，使轉矩可以保持在恒定水平。不幸的是，這種關系在低速時并不是特別一致。需要更高的電壓才能在低速時保持高扭矩，但效率會下降并增加線圈飽和和過熱的可能性。

磁場定向控制提供了一種優(yōu)化電機控制的方法，特別是在低速時，并且還提供了使電機定位控制更加精確的能力。這增加了交流電機的整體應用范圍，有助于降低工業(yè)機械的成本和運營成本。

在磁場定向或磁通矢量控制中，伏特/赫茲控制所暗示的速度和扭矩之間的聯(lián)系被打破。磁場定向控制的概念可以用繞線直流電機的模型來表達，其中提供給定子和轉子的電流是獨立的。在該模型中，可以獨立控制產(chǎn)生的扭矩和磁通量。由電流產(chǎn)生的電機組內部的磁場強度決定了磁通量。提供給轉子電磁繞組的電流控制扭矩 - 當磁場試圖將自身對齊到穩(wěn)定狀態(tài)時。

直流電機使用轉子上的換向器，該換向器執(zhí)行控制定子上的哪些線圈在任何時候通電的工作。換向器的設計使得電流切換到機械對齊的繞組，以在該點產(chǎn)生最大扭矩。因此，繞組的管理方式使磁通發(fā)生變化，以保持轉子繞組與定子中產(chǎn)生的磁場正交。

在交流電機中，只有定子電流受到直接控制。轉子通常使用永磁體來提供其磁場。這意味著磁通和扭矩依賴于相同的電流。但是磁場定向控制提供了幾乎獨立操作它們的能力。在實踐中，定子磁通是動態(tài)控制的，以提供獨立操縱扭矩的能力。通常，可以驅動定子線圈，以便它們產(chǎn)生扭矩或沿定子軸線施加力，這種模式不會影響旋轉。這些方向分別是正交軸和直軸。為了傳遞運動，每個線圈依次被驅動以產(chǎn)生高正交力。

使用幾種數(shù)學變換來提供電流和電壓變化的能力，以解耦轉矩和磁通。在磁場定向控制過定子不同部分的電流由矢量表示。矩陣投影將三相時間和速度相關系統(tǒng)轉換為雙坐標時不變系統(tǒng)。坐標通常使用符號 d 和 q 來描述，它們分別表示磁通和扭矩分量。在（d，q）參考系中，施加的扭矩與扭矩分量線性相關。

在磁場定向控制下，從電機接收電信號并合并到（d，q）坐標模型中。該模型通常相對于轉子計算，使所需通量的計算更容易。用于計算的典型方法是將克拉克變換和帕克變換配對。

克拉克變換獲取來自不同相位（通常是三個階段）的電流，并使用它們來估計笛卡爾坐標系中的電流。這些系統(tǒng)的軸使用符號 alpha 和 beta，而不是傳統(tǒng)的 x 和 y，以減少與空間坐標系混淆的可能性。然后將這些矢量應用于 Park 變換，以提供在旋轉 （d，q） 坐標系中看到的當前矢量。三角函數(shù)是變換的核心，需要使用微控制器或數(shù)字信號處理器（DSP）。

通過克拉克變換和帕克變換，（d，q）空間中電流矢量的磁通量和轉矩分量來自饋送到每個電相的電流和轉子磁通位置，在算法的大多數(shù)描述中采用符號theta。這種結構適用于一系列電機。逆公園變換用于產(chǎn)生電壓輸出，然后將其用于控制三相中每一相的功率的算法中。整體結構如圖1所示。

圖 1：用于磁場定向控制的變換和控制塊的基本配置。

相同的磁芯結構可用于控制同步電機和感應電機，只需更改磁通參考并獲得轉子磁通位置即可。在同步永磁電機中，轉子磁通量是固定的，因為它是由永磁體決定的。感應電機需要創(chuàng)建轉子磁通才能正常工作，因此將其作為非零值合并到磁通參考中。

磁場定向控制成功的關鍵是實時預測轉子磁通位置。這種控制策略很復雜。在交流感應電機內部，轉子的速度與驅動其旋轉的磁通量的速度不匹配。轉子往往會滯后，導致稱為滑移速度的差異。在較舊的方案中，電機制造商使用傳感器來分析轉子位置，但這會導致不必要的額外成本。在實踐中，可以使用來自電機內部產(chǎn)生的電壓和電流的反饋來補償滑差。

許多系統(tǒng)使用測量的反電動勢來估計轉子打滑。反電動勢電壓的大小與轉子的速度成正比。但是，使用此輸入直接會導致低速或靜止時出現(xiàn)問題，并且不容易估計初始位置。從未知的轉子位置啟動可能會導致電機意外倒車一小段距離或完全啟動故障。簡單地對反電動勢進行采樣的另一個缺點是它對定子電阻的敏感性，而定子電阻容易隨溫度變化。

基于模型的間接方案可提供更高的性能。計算開銷和性能之間存在很強的權衡，但總的來說，通過使用更復雜的基于模型的算法可以提高效率，尤其是在低速時?；陂g接模型的方案根據(jù)可用的傳感器讀數(shù)估計這些值的實時值。

與反電動勢估計一樣，核心問題是確定電機的起點。一種解決方案是從初始狀態(tài)的估計開始，從中可以得出預測輸出向量的初始狀態(tài)，并將其與測量的輸出向量進行比較。此差值用于校正模型的內部狀態(tài)向量。但是，噪聲會破壞模型的穩(wěn)定性。

擴展的卡爾曼濾波器可以補償噪聲和突發(fā)干擾的影響?？柭鼮V波器的架構允許被認為具有較低不確定性的更新被賦予比估計具有較大不確定性的更新更高的權重。過濾器以遞歸方式工作，因此每個估計只需要一組新讀數(shù)和過濾器的先前狀態(tài)即可生成新狀態(tài)。

卡爾曼濾波器采用兩個主要階段：預測和更新。在預測階段，濾波器根據(jù)前一個狀態(tài)計算系統(tǒng)的下一個狀態(tài)，在運動算法的情況下，該狀態(tài)提供最后已知的速度和加速度值。由此，過濾器計算當前位置的預測。

在更新階段，將新采樣的電壓和電流值與其預測值進行比較。輸入數(shù)據(jù)與預測越接近，誤差概率越低。該誤差概率饋入卡爾曼濾波器增益。在算法層面，卡爾曼濾波器依賴于許多矩陣乘法和反演。因此，在電機控制中實現(xiàn)擴展卡爾曼濾波器的關鍵是高算術性能，這與磁場定向控制的其他方面一樣。

為了實現(xiàn)在實時電機控制情況下每秒所需的許多算術運算，需要高性能MCU或DSP。[德州儀器 （TI）] 生產(chǎn)的 [TMS320F2833x 系列器件專為處理交流電機應用的典型計算負載而開發(fā)，由各種片上外設支持，有助于與電源轉換電子設備集成。

TMS320F2833x 圍繞高性能 32 位 CPU 構建，具有浮點支持，符合 IEEE754 單精度算術標準。通過實施符合 IEEE 標準的浮點單元，TMS320F2833x 可處理非常寬的數(shù)字范圍，并內置對非數(shù)字 （NaN） 和被零除等錯誤的支持，從而簡化了算法開發(fā)。哈佛架構與雙 16 x 16 乘法累加 （MAC） 單元相結合，為基于矩陣和投影的操作提供了高吞吐量。為了提高精度，可以將這些單元連接在一起以執(zhí)行 32 x 32 MAC。片上外設包括一個16通道模數(shù)轉換器（ADC），用于對來自電機的電壓和電流反饋信號進行采樣。

作為 C2000 系列 DSP 增強型 MCU 的成員，TMS320F2833x 由 TI 數(shù)字電機控制庫提供支持，該庫提供可配置的軟件模塊，可重復使用以實現(xiàn)各種控制策略。該庫由表示為模塊的功能組成，除了用于閉環(huán)操作的控制模塊和用于脈寬調制 （PWM） 等功能的外設驅動器外，還提供 Clarke 和 Park 等變換。

在電機控制情況下，PWM輸出控制六個功率晶體管，這些晶體管共同向三個電相提供電壓和電流。每相使用半橋晶體管配置。在這些情況下用于控制的常用算法是空間矢量PWM。與更簡單的PWM技術相比，這減少了諧波，并采用八種開關狀態(tài)。有六個活動狀態(tài)和兩個零狀態(tài)，每個狀態(tài)都是八個對應空間向量的目標狀態(tài)。狀態(tài)的排列方式是，兩組互補狀態(tài)在任何時候都處于活動狀態(tài)。一組用于三個高邊功率晶體管，另一組用于低邊。該算法循環(huán)切換狀態(tài)，以根據(jù)磁場定向控制模型的要求將電源切換到狀態(tài)。TMS320F2833x 包括適用于采用空間矢量切換的軟件控制的 PWM 硬件。總共 18 個 PWM 輸出中有 150 個支持高精度控制，分辨率為 2 ps。結果是一個數(shù)字控制器，需要相對較少的外部硬件來管理功率晶體管，如圖<>所示。

圖 2：框圖，顯示了通過 F2833x 的 PWM 輸出控制電源相位。

結論

利用具有必要內核和高性能構建模塊的微控制器，結合 TI 數(shù)字電機控制庫，設計人員已準備好驅動新一代高效交流電機。