標(biāo)準(zhǔn)柵極驅(qū)動(dòng)器光電耦合器

柵極驅(qū)動(dòng)光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器 ,來控制功率MOSFET或IGBT的柵極 。它為 MOSFET或 IGBT的柵極輸入供應(yīng)所需的峰值充電電 流 ,來打開器件。該目標(biāo)通過向功率半導(dǎo)體的柵極提 供正壓(VOH)來實(shí)現(xiàn) 。若要關(guān)閉MOSFET或IGBT,需 拉起驅(qū)動(dòng)器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。

許多功率控制應(yīng)用采用兩個(gè)或兩個(gè)以上串聯(lián)功率半導(dǎo)體的 “ 圖騰柱”高端和低端連接 。高端N溝道MOSFET漏極連接至電源的正極(+)端子 ,并且它的源 極連接至低端晶體管的漏極上。低端晶體管的源極連 接至系統(tǒng)電源的負(fù)極(?)端 。負(fù)載驅(qū)動(dòng)的一端連接至高 端和低端晶體管的共節(jié)點(diǎn)處 。高端和低端晶體管的正 確控制,要求兩個(gè)晶體管既不能同時(shí)開啟也不能同時(shí)導(dǎo)通。流入串聯(lián)高端和低端器件 的電流被稱 為 “直通”電流 。直通電流浪費(fèi)功率 ,并導(dǎo)致高端和低 端晶體管的損壞。

消除直通電流的最常見技術(shù)是:在高端和低端開關(guān) 換之間添加延遲或延時(shí) 。該延遲的引入 ,是通過控 制供應(yīng)給高端和低端柵極驅(qū)動(dòng)器的信號(hào)的時(shí)間。

圖 1是柵極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部框圖 。驅(qū)動(dòng)器的每個(gè)部分由 一個(gè)通用電源或偏置電源供電 。初始電源開啟時(shí) , 由 于電路的復(fù)雜性而存在電路延遲。這些復(fù)雜性導(dǎo)致一種情況(在最初上電期間): 當(dāng)柵極的輸出跟隨施加的VDD電源的上升沿,直至電源穩(wěn)定。一旦偏置電平正確,柵極驅(qū)動(dòng)器輸出返回至正確的狀態(tài): 由LED控制。

本應(yīng)用指南討論了關(guān)鍵的設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn) , 包括LED驅(qū) 動(dòng)、初始條件、最大開關(guān)頻率和功率。

圖1. FOD31xx框圖

初始條件：器件啟動(dòng)

工作條件

在典型逆變器應(yīng)用中有三個(gè)電源 。第一個(gè)是邏輯電 源(+3.3 V或+5 V 或+10 V) 。第二個(gè)是隔離低端和高端 驅(qū)動(dòng)器電源(+20 V FOD3182 、+25V FOD3120) 。第三個(gè)是供應(yīng)給MOSFET/IGBT的高壓電源。為了最小化偏壓電源穩(wěn)定時(shí)間的任何影響 ,一種解決方案是控制電源激活的順序:

? 第一 :邏輯電源———初始條件 ,LED電流=0mA ,LED關(guān)閉。

? 第二:隔離低端和高端驅(qū)動(dòng)器電源 ,VO=VG=0V ,功率MOSFET關(guān)閉。

? 第三:為功率MOSFET供應(yīng)高壓電源。

接通序列延遲能容納邏輯控制的上電復(fù)位和驅(qū)動(dòng)器隔離電源的自舉充電時(shí)間。

LED驅(qū)動(dòng)器

峰值正向電流 ,IF(peak) ,為<1 A (1 山s, 300 pps) 。推薦的工作電流為10mA至16 mA 。電流上升速率低于250ms 。LED電流上升的最快速率將最小化傳播延遲 和輸出開關(guān)抖動(dòng)。

電源考慮因素

FOD31xx產(chǎn)品是高增益(23 db)、高功率輸出、光放大器。它們所需的電源帶有低輸出阻抗, 在DC至40MHz范圍內(nèi)。使用低ESR旁路電容和信號(hào)接地面, 有助于減少自感應(yīng)電源噪聲 ,并防止輸出上升和下降 時(shí)間的降低。

在FOD3182上的傳挪延遲

圖 2表明 ,傳播延遲與負(fù)載電容無關(guān) ,并且 ,典型 脈寬失真度(PWD)小于40ns。

圖2. 傳輸延遲與 串聯(lián)負(fù)載電阻

圖3表明 ,傳播延遲取決于LED電流 。典型PWD是+4ns/mA。

圖3. 傳播延遲與正向 LED 電流

圖 4和圖 5說明了延遲的獨(dú)立性與串聯(lián)負(fù)載和電源電壓有關(guān)。

圖4. 傳輸延遲與串聯(lián)負(fù)載電阻

圖5. 傳輸延遲與電源電壓

采用溫度穩(wěn)定LED 、溫度補(bǔ)償放大器和電流源 ,傳播延遲在-40°C至100°C間的變化通常是+0.2 ns/°C ,如圖6所示。

圖6. 輸出高壓降與TA

門驅(qū)動(dòng)CMTI (或噪聲抑制) 性能

光隔離MOSFET和IGBT驅(qū)動(dòng)器可提供在負(fù)載的高壓和應(yīng)用控制邏輯之間的安全絕緣和噪聲隔離 。FOD31xx系列的共面結(jié)構(gòu)提供高電介質(zhì)隔離和低輸入至輸出電容 ,優(yōu)化了安全性和最小化了噪聲耦合 。該 封裝結(jié)構(gòu)使其安全性符合美國(guó)和歐洲標(biāo)準(zhǔn) ,工作電壓超過800V。

由負(fù)載開關(guān)產(chǎn)生的電氣噪聲引起的干擾通過共面光耦合技術(shù)受阻,并且特殊的電——光屏蔽進(jìn)一步減少了開關(guān)瞬變至柵極驅(qū)動(dòng)器有源電路間的電容耦合。

一個(gè)典型的240 VAC交流電源轉(zhuǎn)換器可產(chǎn)生800 V的 開關(guān)瞬變 ,壓擺率大于6 kV/山s 。這樣巨大的瞬變會(huì)在輸入和輸出之間產(chǎn)生一個(gè)3mA的峰值電流(當(dāng)應(yīng)用于一個(gè)只有0.5 pF的CIO的隔離器件時(shí))參見圖8.

圖7. CMTI LED關(guān)閉

圖7表明 , 電容耦合了耦合器輸入和輸出之間的噪聲電流 。本例中, 以耦合器的輸出地(GND2)為參考, 共模瞬變出現(xiàn)一個(gè)負(fù)電壓擺幅 。該瞬變將電流從耦合 器的輸出引至輸入 。封裝電容CIO ,在輸入和輸出之 間提供主導(dǎo)耦合阻抗 。LED關(guān)閉,因此柵極輸出處于低電平狀態(tài) 。如果從放大器的輸入端引出足夠的共模 電流iCM , 光放大器將開啟 。這種噪聲電流iCM相當(dāng) 小 , 因?yàn)樘厥獾墓材Ｆ帘巫柚沽穗妶?chǎng)變化效應(yīng) 。這種屏蔽導(dǎo)致有效的共模電容耦合低于50 fF 。這種共模屏蔽可最小化光放大器的耦合輸入或輸出。因此 , FOD31xx系列抑制了峰值振幅為1.5 kV和壓擺率超過15kV/山s的正/負(fù)共模瞬變。

以下總結(jié)了FOD31xx系列共模瞬變(CMT)的影響:

? 控制電流流過LED ,IF = 10 mA

? 驅(qū)動(dòng)器輸出是高電平和至負(fù)載的源電流

? 正(+) dv/dt 從放大器拉出電流 ,協(xié)助光電流

? 負(fù)(-) dv/dt將電流拉入放大器 ,抵消光電流 ,并 可能導(dǎo)致放大器由高電平向低電平轉(zhuǎn)換。

? 控制電流流入LED ,IF = 0 mA

? 驅(qū)動(dòng)器的輸出是低電平以及從負(fù)載獲得的灌電流

? 正(+) dv/dt從放大器拉出電流 ,并可能導(dǎo)致其從 低電平向高電平轉(zhuǎn)換。

? 負(fù)(?) dv/dt將電流灌入放大器 ,并有助于保持低 電平的輸出狀態(tài)

輸入共模瞬態(tài)抑制性

圖8和圖9表明 ,半橋或“H”橋式圖騰柱配置采 用兩個(gè)功率MOSFET 。圖 8表示低端開關(guān),而圖9表示高端開關(guān) 。觸發(fā)操作前 ,一端是打開的,另一端是關(guān)閉的。一旦開關(guān)觸發(fā)操作發(fā)生 ,兩個(gè)開關(guān)都禁用 , 形成關(guān)閉駐留或“死區(qū)”時(shí)間。

圖 8表示低端IGBT所產(chǎn)生的CMT導(dǎo)通。

這種載荷開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生負(fù)dv/dt ,如H橋式的兩個(gè)開關(guān) 。在這種開關(guān)動(dòng)作中沒有載荷直通電流發(fā)生尤為重 要 。請(qǐng)注意,輸入LED通常是串聯(lián)轉(zhuǎn)換連接 。如果高 端門驅(qū)動(dòng)器瞬時(shí)接通而低端開關(guān)開啟 ,可能導(dǎo)致直通故障 。圖 9表示CMT 引出電流流入高端LED。

LED電流的幅度取決于:CMT的dv/dt 、組件的輸入

輸出寄生電容以及LED周圍阻抗 。這些阻抗包括: LED電流設(shè)置電阻R2和驅(qū)動(dòng)LEDT1時(shí)的CCE。

逆變器用于產(chǎn)生240 VAC 電源 ,可產(chǎn)生脈沖寬度大 - 約為100 ns 、3 mApk的LED電流 。該脈寬足以激活高端驅(qū)動(dòng)器并導(dǎo)致直通故障 。通過減少LED周圍的斷態(tài) 阻抗可以最大限度地減少該故障的敏感度 。這些較低的阻抗為 –dv/dt開關(guān)動(dòng)作造成的CMT電流提供備選路 徑 。如圖 9所示, –dv/dt開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生CMT ,也可通 過低端IGBT驅(qū)動(dòng)器看到 。此瞬態(tài)嘗試引出電流流入低 端LED 。此瞬態(tài)效應(yīng)最小 。LED已經(jīng)開啟,迫使更多 的LED電流僅獲得正確的低端開關(guān)動(dòng)作 ,并且 ,增量 CMT電流通過晶體管T2并聯(lián)至GND1.

圖8. 低端打開、 高端關(guān)閉 、負(fù)CMT

圖9. 正dv/dt?高端開關(guān)導(dǎo)通

當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通時(shí)將產(chǎn)生正dv/dt 。圖10表明,該+dv/dt的效果是:關(guān)閉低端開關(guān) 。正CMT能夠引出電流流入低端驅(qū)動(dòng)器內(nèi)的OFFLED。如果dv/dt足夠大, 該CMT立即迫使低端IGBT驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通 。該正CMT也可以通過高端開關(guān)看到。該dv/dt通常有助于保持高端驅(qū)動(dòng)器導(dǎo)通。

LED并聯(lián)驅(qū)動(dòng)器最小化開關(guān)CM

當(dāng)圖騰柱半橋電流應(yīng)用中采用FOD31xx驅(qū)動(dòng)器時(shí), CMTI是必要的。在正常電路工作期間,開關(guān)瞬變至關(guān)重要,不會(huì)導(dǎo)致關(guān)閉的柵極驅(qū)動(dòng)器轉(zhuǎn)為導(dǎo)通狀態(tài)。這種由于半橋式圖騰柱操作自誘式導(dǎo)通,需要LED并聯(lián)驅(qū)動(dòng)器改善抗噪聲能力。在上個(gè)例子中 ,LED通常 以串聯(lián)方式與驅(qū)動(dòng)器配置連接。CMT能通過封裝吸收或灌入電流CIO ,導(dǎo)致OFF LED導(dǎo)通 。常關(guān)LED在關(guān)閉狀態(tài)提供相對(duì)較高的阻抗 。這種潛在問題,可以通過減小LED關(guān)閉狀態(tài)阻抗來消除。當(dāng)LED關(guān)斷時(shí),通過在LED周圍提供低阻抗并聯(lián)路徑來解決該問題.圖11說明了并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器電路。

并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器

為了提高抗噪聲能力 ,可采用并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器。并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器的優(yōu)勢(shì)如下:在半橋驅(qū)動(dòng)器中改善CMTI, 以及2)通過封裝電容耦合的負(fù)載dv/dt,被耦合至低阻抗(要么導(dǎo)通LED,要么導(dǎo)通BJT或邏輯門的導(dǎo)通電阻)中。缺點(diǎn)是效率最低(例如 ,當(dāng)LED導(dǎo)通或開啟時(shí)需要消耗功率)。

圖10. 并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器的FOD3182

LED與驅(qū)動(dòng)器開關(guān)并聯(lián)時(shí) ,將產(chǎn)生電流分流驅(qū)動(dòng)

圖10采用開路漏極邏輯門U1 ,作為驅(qū)動(dòng)器:

? 當(dāng)開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)并且U1=HIGH時(shí), LED電流流 過。

? LED為共模導(dǎo)通電流提供低阻抗。

? 若要關(guān)閉LED,需將柵極強(qiáng)制進(jìn)入低電平狀態(tài) 。這 樣可以將LED兩端的電壓降到遠(yuǎn)低于所需正向電壓 的值。它也可以提供一個(gè)低阻抗 ,從而降低共模傳 導(dǎo)電流對(duì)LED工作的影響。

外部或自產(chǎn)生的共模和正常模式噪聲可以導(dǎo)致操作 故障 。最小化控制邏輯和功率半導(dǎo)體之間的耦合電 容 ,大大減小了共模噪聲瞬態(tài)轉(zhuǎn)換為正常模式噪聲脈沖 。在驅(qū)動(dòng)點(diǎn)采用低的 、平衡阻抗來改善抗噪聲能 力 ?？刂乒β蔒OSFET采用電流隔離驅(qū)動(dòng)器最小化共 模的噪聲耦合 。FOD31xx系列MOSFET驅(qū)動(dòng)器的內(nèi)部 屏蔽最小化驅(qū)動(dòng)器CMTI 。采用并聯(lián)LED驅(qū)動(dòng)器最大化 輸入網(wǎng)絡(luò)的CMTI ,減少了共模噪聲脈沖轉(zhuǎn)換為正常 模式LED驅(qū)動(dòng)信號(hào)的危險(xiǎn)。

如何計(jì)算FOD3120功率MOSFET/IGBT柵極驅(qū)動(dòng)光電 耦合器的最大開關(guān)頻率

為了計(jì)算FOD3120的最大開關(guān)頻率,采用表1中的變量。

表1. 性能額定值

最大結(jié)溫125°C

熱阻(發(fā)射極) ，RthE182 K/W

熱阻(檢測(cè)器) ，RthD141 K/W

熱阻(發(fā)射極和檢測(cè)器之間) ，RthED560 K/W

在TA= 25°C時(shí)的輸出IC功耗250 mW

在TA = 100°C時(shí)的輸出IC功耗210 mW

ICCL = ICCH3.8 mA

RDS(ON)3.5 Q

VCC ? VEE30 V

FQA9N90C_F109

CGS2730 pF

ESR CGS25 Q

分析

計(jì)算最大開關(guān)頻率的第一個(gè)步驟是確定在最大工作 結(jié)溫 125°C和環(huán)境溫度100°C時(shí) ,FOD3120輸出驅(qū)動(dòng)器 MOSFET的最大功耗 。前一節(jié)說明了基于FOD3120穩(wěn) 態(tài)熱阻,在TA=100°C時(shí) ,最大功率是210 mW。

輸出IC的最大功率是穩(wěn)態(tài)IC功率與輸出功率MOSFET晶體管功耗之和。精確關(guān)系如下式(1):P IC = PSTATIC + POUT

(eq. 1)靜態(tài)功率是:

PSTATIC = ICC x VCC

PSTATIC = 3.8 mA x 30 V

PSTATIC = 114 mW

輸出晶體管的最大允許功耗POUT , 是最大IC功率PIC與靜態(tài)IC功率PSTATIC的差。

POUT = PIC - PSTATIC

POUT = 210 mW - 1140 mW

POUT = 96 mW

在環(huán)境溫度100oC時(shí),輸出晶體管耗散的穩(wěn)態(tài)功率為96 mW 。輸出功率耗散在輸出P溝道和N溝道晶體管的漏極至源極的串聯(lián)電阻RDS(ON)上。

輸出功率公式如下:

OUT = IO x RRDS(ON)

圖11. FOD3120 – MOSFET接口

圖12 等效電流FOD3120-MSOFET接口

圖11顯示的是 ,FOD3120和N溝道功率MOSFET之間的互連 。圖12提供了用于計(jì)算FOD3120輸出功率的等效電路。P溝道晶體管建模為帶有3.5 Q的串聯(lián)電阻 的開關(guān) 。FQA9N90C_F109的輸入建模為串聯(lián)RC電路。電路元件是柵極至源極電容2730 pF、與25 Q等效串聯(lián)電阻(ESR)串聯(lián)。

下面將討論RMS在輸出晶體管上的功耗,給出MOSFET柵極充電和放電電流 , 以及FOD3120晶體管 RDS(ON)的電壓降。

圖13. FOD3120輸出電流和電壓

圖13顯示的是 ,當(dāng)FOD3120驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的柵 極時(shí),輸出電流的波形。再看一下圖13,當(dāng)開關(guān)連接 至串聯(lián)電阻RGS、RDS(ON)和輸入電容CGS時(shí) ,初始充 電轉(zhuǎn)換如圖所示。當(dāng)開關(guān)打開, 電流上升至峰值 VCC/rGS 。充電電流呈指數(shù)下降由cGS、電阻RGS和RDS(ON)確定。

假設(shè):

圖14. FOD3120輸出電流

圖14. FOD3120輸出電流

FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值電流和指數(shù)的延遲時(shí)間(t)確定 ,其中:

V = supply voltage;

r= 驅(qū)動(dòng)MOSFET的Rs與FOD3120的RDS(ON)等效串聯(lián) 電阻之和;

T = 驅(qū)動(dòng)MOSFET的r和CISS的時(shí)間常數(shù)。

在輸出處的結(jié)溫增加是熱阻和輸出驅(qū)動(dòng)器的RMS功率產(chǎn)品 。在等式(7)中給出計(jì)算RMS功率的等式。變量p ,是功率脈沖平均期間的時(shí)長(zhǎng) 。圖14說明在每LED轉(zhuǎn)換時(shí),都存在驅(qū)動(dòng)電流脈沖。工作頻率定義 為 1 / (2 x p) 。

該定義通過平衡分析:

利用等式(8) 的初等微積分 , 求解等式(7),RDS=RDS(ON)的定積分:

借助數(shù)學(xué)CAD? ,利用幾何方法求解等式。

假設(shè):

t = 3 x 10?6, 3.5 x 10?6 …20 x 10?6

V = 30 V

c = 2730 x 10?12

r1 = 25

RDS = 3.5

R=R1+RDS

Tau=rxc

圖15. 輸出功耗(W) 與G工作頻率(kHz)

圖16表示 , 在驅(qū)動(dòng)輸出功耗 9 6 m W的FQA9N90C_F109 時(shí) , 容許的最大工作頻率低于20 kHz。主要的限制因素是最壞情況下的技術(shù)規(guī)格-輸出驅(qū)動(dòng)器的RDS(ON)。

如果部件的最大RDS(ON)被指定為: 當(dāng)工作條件IO 圖 16為1 A時(shí) ,其值接近典型1.0 Q,結(jié)果可能如所示。

假設(shè)：

VCC = 30 V

Cgs= 2730 pF

Rds = 1.0Ω

R=r1+RDS(ON)

R1=RGS(CGS-ESR)=25Ω

圖16. 輸出功耗(W) 與 工作頻率(kHz)

圖16說明 , 如果RDS(ON)等于1.0 Q; 在100C和 VCC=30V時(shí)驅(qū)動(dòng)FQA9N90C_F109 MOSFET ,開關(guān)頻率可能為150 kHz。

結(jié)論

本應(yīng)用指南重點(diǎn)介紹了隔離門驅(qū)動(dòng)電路的可靠性和 性能優(yōu)化的一些方法 。采用通用的公式計(jì)算柵極充電傳輸功率 , 該功率供 應(yīng)給驅(qū)動(dòng)MOSFET(FQA9N90C_F109)。然而,該分析并沒有描述驅(qū)動(dòng)器IC內(nèi)的功耗。利用等式(8)計(jì)算FOD3120的輸出功率(MOSFET的功耗,是RDS(ON) 、VCC 、驅(qū)動(dòng)MOSFET的 柵極電容和柵極等效串聯(lián)電阻(ESR)的函數(shù)。

審核編輯：湯梓紅