D類放大器,D類放大器是什么意思

D類放大器的定義
　　通過控制開關(guān)單元的ON/OFF，驅(qū)動揚聲器的放大器稱D類放大器。D類放大器首次提出于1958年，近些年已逐漸流行起來。
D類放大器的趨勢
　　數(shù)字放大器改善了音頻質(zhì)量和系統(tǒng)性能。
　　D類放大器在過去的幾代產(chǎn)品中，已經(jīng)得到了巨大的發(fā)展，系統(tǒng)設(shè)計者極大地改善了系統(tǒng)的耐用性，并提高了其音頻質(zhì)量。實際上，對大多數(shù)應(yīng)用者而言，使用這些放大器所帶來的好處已經(jīng)遠遠超過了它們的不足。
　　在傳統(tǒng)D類放大器中，用控制器將模擬或數(shù)字音頻信號在被集成到功率后端設(shè)備中的功率MOSFET MOSFET管放大之前，轉(zhuǎn)換成PWM PWM信號。這些放大器效率很高，使用很小的散熱器或根本不需要散熱器，且降低了對電源輸出功率的要求。然而，與傳統(tǒng)的A/B類放大器相比，它們本身也存在固有的成本、性能和EMI EMI方面的問題，解決這些問題就是D類放大器的發(fā)展新趨勢。
　　降低EMI
　　自從D類放大器誕生以來，由于其自身的軌對軌（rail-to-rail）供電開關(guān)特性，而引起的大量輻射EMI，就一直困擾著系統(tǒng)設(shè)計者，這將使設(shè)備無法通過FCC FCC和CISPR CISPR認證。
　　在D類調(diào)制器中，通過將音頻信號與高頻固定頻率信號比較，并將結(jié)果在固定頻率的載波上調(diào)制，數(shù)字音頻信號被轉(zhuǎn)換成了PWM信號。形成的信號是可變脈寬的固定載波頻率（通常在幾百kHz），然后由高壓功率MOSFET對這些PWM信號進行放大，放 大后的PWM信號再通過低通濾波器去掉載頻，恢復(fù)出原始基帶音頻信號。
　　雖然這種拓撲結(jié)構(gòu)很有效，但它也導(dǎo)致一些不希望的后果，如大量的輻射EMI。由于調(diào)制器采用固定頻率載波，因此將產(chǎn)生基載波的多次諧波輻射。而且，由于PWM信號自身的開關(guān)特性，過沖/下沖和振鈴將產(chǎn)生固定比率的高頻（10～100MHz的范圍）輻射EMI。為了壓制輻射EMI，最新一代PWM調(diào)制器發(fā)展的趨勢是采用擴展頻譜調(diào)制技術(shù)。
　　擴展頻譜調(diào)制技術(shù)用于在更大的帶寬內(nèi)擴展開關(guān)PWM信號的頻譜能量，而不改變原始音頻的內(nèi)容。一個改進傳統(tǒng)調(diào)制器高輻射EMI的有效方法是改變PWM開關(guān)信號的兩個邊沿，如圖1所示。信號以載波頻率為中心，但任何一個邊沿都不是按周期重復(fù)的。這不僅維持了固定載波頻率，而且由于邊沿不是以固定比率跳變的，載波頻率上的輻射能量就得到了極大的降低。
　　改善音頻質(zhì)量
　　和性能優(yōu)良的A/B類放大器相比，D類放大器的音頻性能是很差的，不僅失真大，而且動態(tài)范圍窄。所以，當(dāng)前D類放大器的設(shè)計者就必須改進其性能。通過集成高性能采樣率轉(zhuǎn)換器（SRC）和Δ-Σ處理技術(shù)，新一代解決方案使失真（THD+N）得到了更大的改善，而且動態(tài)范圍也超過了100dB。
　　目前，D類放大器的一個噪聲源是音頻采樣時鐘的抖動。而時鐘通常是由SOC（MPEG解碼器和DSP等）產(chǎn)生的，即使很小的抖動也能迅速地影響到常規(guī)D類放大器的性能，因為音頻時鐘是與調(diào)制器的輸出時鐘關(guān)聯(lián)的。
　　解決這個問題的一個方法是采用SRC SRC技術(shù)。因為SRC使用本地穩(wěn)定的時鐘源來同步數(shù)字音頻的時鐘，例如石英晶體振蕩器，所以調(diào)制器的輸出抖動實際上與其他音頻時鐘是獨立的、不相關(guān)的。SRC的另一個優(yōu)點是無論輸入音頻的采樣率如何波動，其輸出開關(guān)比率都是固定的，這一點與基于PLL的調(diào)制器不同。當(dāng)音頻輸入源改變或輸入時鐘缺失時，SRC也通過消除可聽見的噪聲改善了系統(tǒng)的耐用性。

通過控制開關(guān)單元的ON/OFF，驅(qū)動揚聲器的放大器稱D類放大器。

類放大器具有以下的特征。

D類放大器的特征

高效率

　　以前的模擬放大器的效率停留在50％左右，剩下的50％主要作為熱量被消耗。D類放大器的效率相當(dāng)高，達到80～90％。不僅不浪費電源，有效地利用電源，還能得到較大的功率輸出。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的效率比較圖表?？梢钥闯鯠類放大器明顯地高效率。

低發(fā)熱

　　效率高，低發(fā)熱。以前的高發(fā)熱模擬放大器，封裝大，需要大的散熱板，因此需要較大的空間。而D類放大器發(fā)熱少，能作小型封裝。同時，不用散熱板，從而能節(jié)約空間。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的能量損失(發(fā)熱)比較圖表。可以看出D類放大器明顯地能量損失(發(fā)熱)小。

低消耗電力

　　D類放大器，效率高發(fā)熱少，能減少不必要的功率消耗。在使用電池和干電池供電的應(yīng)用中，可保持長時間持續(xù)供電。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的消耗電流比較圖表?？梢钥闯鯠類放大器明顯地消耗電流少。

D類放大器的操作概要

　　以前的模擬放大器和D類放大器的增幅電路，可表示為下圖。

模擬放大器的放大

　　模擬放大器線性放大輸入信號。放大前和放大后波形不變。

D類放大器的放大

　　D類放大器通過PWM將輸入信號變換為數(shù)字脈沖，進行放大。輸出數(shù)字脈沖信號，用LPF提取音頻信號。

　　與目前的高端DAC DAC所采用的技術(shù)類似，通過集成高階Δ-Σ處理技術(shù)，D類放大器的音頻質(zhì)量也得到了改善?；讦?Σ技術(shù)的調(diào)制器采用可以降低調(diào)制誤差的內(nèi)部反饋。通過減小采樣誤差，調(diào)制器可以改善輸出失真，從而獲得更好的音質(zhì)。
　　降低系統(tǒng)成本　
　　為了追求D類放大器更低的成本，設(shè)計者在功率放大級采用半橋放大拓撲結(jié)構(gòu)，以達到降低復(fù)雜性和減少物料成本的目的。因為半橋結(jié)構(gòu)輸出通常是全橋的一半，功率MOSFET和外部濾波器件的數(shù)量也就減少一半。這也增加了后端設(shè)備單位功率通道數(shù)的數(shù)量。然而，半橋放大器在輸出端也需要一個隔直電容，而且對供電干線上的噪聲也是極其敏感的。
　　在啟動時，隔直流電容必須被充電到偏置點（高壓供電干線電壓的一半）。如果輸出信號沒有從地電位上升到偏置點，就會在揚聲器中產(chǎn)生很大的“噗”聲（開機沖擊聲）。新型的D類放大器采用預(yù)充電電容使啟動時揚聲器保持無聲。
　　使揚聲器在隔直電容充電時保持無沖擊聲的方法之一是使用數(shù)字電壓提升技術(shù)，也就是使PWM占空比從非開關(guān)狀態(tài)緩慢增加到50％。這將不會在揚聲器中產(chǎn)生較大的“噗”聲，但由于MOSFET開關(guān)時產(chǎn)生大量的瞬態(tài)電流，揚聲器也不是沒有聲音的。
　　使揚聲器在隔直電容充電時保持無沖擊聲的另一種方法是模擬電壓提升技術(shù)。在這種類型的電壓提升過程中，一個電流源將電容充電到偏置點。一旦電容兩端的電壓達到偏置點，電流源就會關(guān)閉。
　　電源反饋
　　由于半橋是單端拓撲結(jié)構(gòu)，就不存在差分全橋拓撲結(jié)構(gòu)中的共模抑制。在一個全橋放大器中，由于放大器的差分輸出是從同一個電壓源供電的，公共電壓源上的噪聲將在輸出端抵消。在半橋拓撲結(jié)構(gòu)中，放大器供電電源上的任何交流紋波噪聲都將直接耦合到輸出端。由于半橋拓撲結(jié)構(gòu)對電源供電噪聲的敏感，常常需要提供供電抑制反饋（PSR）電路來進行降噪。
　　模擬D類放大器有許多本身固有的PSR PSR特性，而完全的數(shù)字D類放大器則沒有。在目前的數(shù)字PSR方案中，通常采用一個外部的ADC來監(jiān)視放大器的供電電源。
　　反饋和噪聲抵消處理是在調(diào)制器的數(shù)字域中進行的。有些制造商僅將這種反饋方法用于補償那些降低系統(tǒng)性能的從供電干線上耦合進PWM輸出端的交流噪聲的影響。另外一些制造商也將其用于補償由于負載變化而引起的直流供電電壓的改變（電壓降落），例如，低音單元（超重低音揚聲器）所需要的快速浪涌電流，或者供電線路的電壓波動。交流和直流器件中PSR反饋所帶來的優(yōu)點已經(jīng)擴展到了全橋放大器，并改善了目前多通道家庭影院放大器中通道間的隔離，在串?dāng)_和線路電壓改變到達輸出之前有效地抵消了它們。
音頻放大器背景
　　d類放大器首次提出于1958年，近些年已逐漸流行起來。
　　音頻放大器的目的是以要求的音量和功率水平，在發(fā)聲輸出元件上重新產(chǎn)生真實、高效和低失真的輸入音頻信號。音頻頻率范圍約為20 hz～20 khz，因此放大器必須在此頻率范圍內(nèi)具有良好的頻率響應(yīng)（當(dāng)驅(qū)動頻帶有限的揚聲器時頻率范圍減小，例如低音揚聲器或高音揚聲器）。輸出功率能力根據(jù)應(yīng)用情況變化范圍很寬，從數(shù)毫瓦（mw）的耳機，幾瓦（w）的電視（tv）或個人計算機（pc）音頻，幾十瓦的“迷你”家庭音響和汽車音頻，到幾百瓦和幾百瓦以上大功率的家用和商用音響系統(tǒng)，以及劇場或音樂廳音響系統(tǒng)。
　　一種音頻放大器的直接模擬實現(xiàn)使用晶體管在線性工作方式下產(chǎn)生一個與輸入電壓成比例的輸出電壓。正向電壓增益通常很高（至少40 db）。如果正向增益是反饋環(huán)路的一部分，那么總的環(huán)路增益也會很高。經(jīng)常使用反饋環(huán)路，因為高環(huán)路增益可以改善性能，抑制由于正向路徑中線性誤差造成的失真，并且通過增加電源抑制（psr）減少電源噪聲。
D類放大器優(yōu)點
　　在傳統(tǒng)晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續(xù)輸出電流的晶體管。實現(xiàn)音頻系統(tǒng)放大器許多可能的類型包括a類放大器，ab類放大器和b類放大器。與d 類放大器設(shè)計相比較，即使是最有效的線性輸出級，它們的輸出級功耗也很大。這種差別使得d類放大器在許多應(yīng)用中具有顯著的優(yōu)勢，因為低功耗產(chǎn)生熱量較少，節(jié)省印制電路板（pcb）面積和成本，并且能夠延長便攜式系統(tǒng)的電池壽命。
D類放大器和功耗(圖)
　　線性放大器輸出級直接連接到揚聲器（有些情況下通過電容器連接）。如果輸出級使用雙極性結(jié)型晶體管（bjt），它們通常工作在線性方式下，具有大的集射極電壓。輸出級也可以用互補金屬氧化物半導(dǎo)體（cmos）晶體管實現(xiàn)，如圖1所示。
　　圖1、cmos線性輸出級
　　注：output stage＝輸出級
　　speaker＝揚聲器
　　ground＝地
　　功率消耗在所有線性輸出級，因為產(chǎn)生輸出電壓vout的過程中不可避免地會在至少一個輸出晶體管內(nèi)造成非零的ids和vds。功耗大小主要取決于對輸出晶體管的偏置方法。
　　a 類放大器拓撲結(jié)構(gòu)使用一只晶體管作為直流（dc）電流源，能夠提供揚聲器需要的最大音頻電流。a類放大器輸出級可以提供優(yōu)良的音質(zhì)，但功耗非常大，因為通常有很大的dc偏置電流流過輸出級晶體管（這是我們不期望的），而沒有提供給揚聲器（這是我們期望的）。
　　b 類放大器拓撲結(jié)構(gòu)沒有dc偏置電流，所以功耗大大減少。其輸出晶體管是以推拉方式獨立控制，從而允許高端晶體管為揚聲器提供正電流，而低端晶體管吸收負電流。由于只有信號電流流過晶體管，因而減少了輸出級功耗。但是b類放大器電路的音質(zhì)較差，因為當(dāng)輸出電流過零點和晶體管在通斷狀態(tài)之間切換時會造成線性誤差（交越失真）。
　　ab 類放大器是a類放大器和b類放大器的組合折衷，它也使用dc偏置電流，但它遠小于單純的a類放大器。小的dc偏置電流足以防止交越失真，從而能提供良好的音質(zhì)。其功耗介于a類放大器和b類放大器之間，但通常更接近于b類放大器。與b類放大器電路類似，ab類放大器也需要一些控制電路以使其提供或吸收大的輸出電流。
　　不幸的是，即使是精心設(shè)計ab類放大器也有很大的功耗，因為其中等范圍的輸出電壓通常遠離正電源或負電源。由于漏源極之間的電壓降很大，所以會產(chǎn)生很大的瞬時功耗ids×vds。d 類放大器由于具有不同的拓撲結(jié)構(gòu)，其功耗遠小于上面任何一類放大器。d類放大器的輸出級在正電源和負電源之間切換從而產(chǎn)生一串電壓脈沖。這種波形有利于降低功耗，因為當(dāng)輸出晶體管在不導(dǎo)通時具有零電流，并且在導(dǎo)通時具有很低的vds，因而產(chǎn)生較小的功耗ids×vds 。
　　圖2、d類開環(huán)放大器框圖
　　注：modulator＝調(diào)制器
　　switching output stage＝開關(guān)輸出級
　　lossless low-pass filter （lc）＝無損低通濾波器（lc）
　　speaker ＝揚聲器
　　由于大多數(shù)音頻信號不是脈沖串，因此必須包括一個調(diào)制器將音頻輸入轉(zhuǎn)換為脈沖信號。脈沖的頻率成分包括需要的音頻信號和與調(diào)制過程相關(guān)的重要的高頻能量。經(jīng)常在輸出級和揚聲器之間插入一個低通濾波器以將電磁干擾（emi）減至最小，并且避免以太多的高頻能量驅(qū)動揚聲器。為了保持開關(guān)輸出級的功耗優(yōu)點，要求該濾波器是無損的（或接近于無損）。低通濾波器通常采用電容器和電感器，只有揚聲器是耗能元件。
　　圖3. 差分開關(guān)輸出級和lc低通濾波器
　　圖4是a類放大器和b類放大器輸出級功耗（pdiss）的理想值與ad1994 d類放大器輸出級功耗的測量值的比較。圖中的曲線是指給定的音頻正弦波信號的輸出級功率與揚聲器提供的負載功率（pload）之間的關(guān)系。其中負載功率相對最大負載（pload max ）功率水平標(biāo)準(zhǔn)化，箝位的正弦波信號保證10%總諧波失真（thd）。圖中的垂直線表示pload開始箝位的位置。
　　圖4、a類、b類放大器和d類放大器輸出級的功耗比較　
　　注：normalized power dissipation＝標(biāo)準(zhǔn)化功耗
　　normalized load power＝標(biāo)準(zhǔn)化負載功率
　　class a ideal＝a類放大器理想值
　　class b ideal＝b類放大器理想值
　　class d ad199x measured＝ad199x d類放大器測量值
　　no clipping＝?jīng)]有箝位
　　amplifier clips＝放大器箝位
　　max power the amp can deliver＝放大器可提供的最大功率
　　output is clipped at this power level＝在這個功率水平條件下的箝位輸出
　　可以看出，對于多種負載其功耗明顯不同，尤其是在高端和中端值負載條件下。在箝位開始之初，d類放大器輸出級的功耗約是b類放大器的1/2.5，是a類放大器的1/27。應(yīng)當(dāng)注意，消耗在a類放大器輸出級的功率比傳遞到揚聲器的功耗大，這是使用大的dc偏置電流的結(jié)果。
　　輸出級功率效率eff定義如下：　
　　在箝位開始之初，a類放大器的eff＝25%，b類放大器的eff＝78.5%，d類放大器的eff＝90%。
　　對于a類放大器和b類放大器，這些最佳例證經(jīng)常在教科書中引用。
　　圖5、a類、b類和d類放大器輸出級的功率效率比較
　　注：power efficiency＝功率效率
　　normalized load power＝標(biāo)準(zhǔn)化負載功率
　　class d ad199x measured＝ad199x d類放大器測量值
　　class b ideal＝b類放大器理想值
　　class a ideal＝a類放大器理想值
　　功耗和功率效率的差異在中等功率水平處很大。這對于音頻很重要，因為大音量音樂的長期平均功率水平要比達到pload max的瞬時峰值水平低很多（為其1/5到1/20，取決于音樂類型）。因而，對于音頻放大器，[pload = 0.1×pload max] 是一個合理的平均功率水平，按照這個功率水平評估pdiss。在這個功率水平，d類放大器輸出級的功耗是b類放大器的1/9，是a類放大器的1/107。
　　對于10 w pload max的音頻放大器，1 w的平均pload認為是保真音頻功率水平。在這種條件下，d類放大器輸出級內(nèi)部功耗為282 mw，對于b類放大器為2.53 w，對于a類放大器為30.2 w。在這種情況下，d類放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠優(yōu)于b類放大器和a類放大器，它們的效率分別為28%和3%。
　　這些差別對于系統(tǒng)設(shè)計具有重要的影響。對于1 w以上的功率水平，線性輸出級的過大的功耗要求采用有效的散熱方法以避免不可接受的發(fā)熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風(fēng)扇促進放大器空氣散熱。如果放大器是集成電路（ic），就可能需要大尺寸、高成本的增強散熱封裝以促進熱傳導(dǎo)。這些考慮在消費類產(chǎn)品中很麻煩，例如平板電視，其印制電路板面積（pcb）面積很寶貴，或汽車音響，其發(fā)展趨勢是在固定空間內(nèi)增加通道數(shù)。
　　對于1 w以下的功率水平，處理浪費的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級消耗電池電荷要比d類放大器快。在上面的例子中，d類放大器輸出級耗費的電源電流是b類放大器的1/2.8，是a類放大器的1/23.6，因此它們用于蜂窩電話，pda和mp3播放器等產(chǎn)品在電池的壽命方面有很大差別。
　　迄今為止，我們?yōu)榱撕唵纹鹨?，只是專門注重放大器輸出級的分析。但是當(dāng)考慮放大器系統(tǒng)中所有功耗時，線性放大器要比低輸出功率d類放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產(chǎn)生和調(diào)制開關(guān)波形所需要的功率會很大。因而，精心設(shè)計的低中功率的ab類放大器的寬系統(tǒng)靜態(tài)功耗優(yōu)勢使得它們可與d類放大器相競爭。雖然對于寬的輸出功率范圍，毫無疑問d類放大器具有低功耗優(yōu)勢。
　　d類放大器術(shù)語以及差分方式與單端方式的比較　
　　圖3示出d類放大器中輸出晶體管和lc濾波器的差分實現(xiàn)。這個h橋具有兩個半橋開關(guān)電路，它們?yōu)闉V波器提供相反極性的脈沖，其中濾波器包含兩個電感器、兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管，一個是連接到正電源的高端晶體管mh，另一個是連接到負電源的低端晶體管ml。圖3中示出的是高端pmos晶體管。經(jīng)常采用高端nmos晶體管以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅(qū)動方法控制它們。
　　全h橋電路通常由單電源（vdd）供電，接地端用于接負電源端（vss）。對于給定的vdd和vss，h橋電路的差分方式提供的輸出信號是單端方式的兩倍，并且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對dc偏置電壓產(chǎn)生潛在的危害，因為只有vdd/2電壓施加到過揚聲器，除非加一個隔直電容器。
　　“激勵”的半橋電路電源電壓總線可以超過lc濾波器的大電感器電流產(chǎn)生的標(biāo)稱值。在vdd和vss之間加大的去耦電容器可以限制激勵dv/dt的瞬態(tài)變化。全橋電路不受總線激勵的影響，因為電感器電流從一個半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環(huán)路對電源干擾極小。
音頻D類放大器
　　雖然利用d類放大器的低功耗優(yōu)點有力推動其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計工程師考慮，包括：
　　輸出晶體管尺寸選擇、輸出級保護、音質(zhì)、調(diào)制方法、抗電磁干擾（emi）、lc濾波器設(shè)計、系統(tǒng)成本
　　輸出晶體管尺寸選擇
　　選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調(diào)理范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的ids時保證vds很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻（ron）很?。ǖ湫椭禐?.1Ω～0.2Ω）。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容（cg）。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為cv2f，其中c 是電容，v是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關(guān)損耗”就會過大，所以存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導(dǎo)期間將ids×vds損失降至最小與將開關(guān)損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的ron×cg減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。
　　輸出級保護
　　輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害：
　　過熱：盡管d類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時間提供非常高的功率，仍會達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡單的保護方案中，當(dāng)通過一個片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強制不發(fā)出聲音。
　　輸出晶體管過流：如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會出現(xiàn)問題，但如果這些結(jié)點不注意與另一個結(jié)點或正、負電源短路，會產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡單保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時允許放大器連續(xù)工作而無須關(guān)斷。在這個方案中，如果限流保護無效，最后的手段是強制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現(xiàn)暫時的大瞬態(tài)電流時保持放大器安全工作。
　　欠壓：大多數(shù)開關(guān)輸出級電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會出現(xiàn)問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電壓大于欠壓封鎖閾值時才允許輸出級工作。
　　輸出晶體管導(dǎo)通時序：mh和ml輸出級晶體管（見圖6）具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免mh和ml同時導(dǎo)通的情況很重要，因為它會產(chǎn)生一個從vdd到vss的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導(dǎo)通之前強制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個晶體管都斷開的時間間隔稱為非重疊時間或死區(qū)時間。
　　圖6、輸出級晶體管的先合后開開關(guān)
　　注：switching output stage＝開關(guān)輸出級
　　nonoverlap time＝非重疊時間
　　on＝導(dǎo)通
　　off＝斷開
　　音質(zhì)
　　在d類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個問題。
　　“咔嗒”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開時發(fā)出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到d類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級時序和lc濾波器狀態(tài)。
　　信噪比（snr）：為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應(yīng)用的低功率放大器，snr通常應(yīng)當(dāng)超過90 db，對于中等功率設(shè)計snr應(yīng)當(dāng)超過100 db，對于大功率設(shè)計應(yīng)當(dāng)超過110 db。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設(shè)計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿意的總體snr。
　　失真機理：失真機理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區(qū)時間。
　　在d類調(diào)制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時間會引入非線性時序誤差，它在揚聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的；欲了解優(yōu)化開關(guān)輸出級失真性能的詳細設(shè)計方法請參看深入閱讀資料2。
　　其它失真源包括：輸出脈沖上升時間和下降時間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動電路時序特性的不匹配，以及l(fā)c低通濾波器元器件的非線性。
　　電源抑制(psr)：在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因為輸出級晶體管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關(guān)于對單端和差分開關(guān)輸出級電路電源噪聲影響的詳細說明請參看深入閱讀材料3。
　　如果不解決失真問題和電源問題，就很難達到psr優(yōu)于10 db，或總諧波失真（thd）優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，thd趨向于有害音質(zhì)的高階失真。
　　幸運的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環(huán)路增益的反饋（正如在許多線性放大器設(shè)計中所采用的）幫助很大。lc濾波器輸入的反饋會大大提高psr并且衰減所有非lc濾波器失真源。lc濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚聲器進行衰減。在精心設(shè)計的閉環(huán)d類放大器中，可以達到psr >； 60 db和thd <； 0.01%的高保真音質(zhì)。
　　但反饋使得放大器的設(shè)計變得復(fù)雜，因為必須滿足環(huán)路的穩(wěn)定性（對于高階設(shè)計是一種很復(fù)雜的考慮）。連續(xù)時間模擬反饋對于捕獲有關(guān)脈沖時序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實現(xiàn)中，這會增加管芯成本。
　　為了將ic成本減至最低，一些制造商喜歡不 使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且調(diào)整調(diào)制器行為以進行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善psr，但不會解決任何失真問題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對預(yù)期的輸出級時序誤差進行預(yù)補償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質(zhì)要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán)d類放大器進行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。
　　調(diào)制技術(shù)
　　d類放大器調(diào)制器可以有多種方法實現(xiàn)，擁有大量的相關(guān)研究和知識產(chǎn)權(quán)支持。本文只介紹基本概念。
　　所有的d類放大器調(diào)制技術(shù)都將音頻信號的相關(guān)信息編碼到一串脈沖內(nèi)。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的（但無法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時域內(nèi)波形的總功率是相同的，并且根據(jù)parseval定理，時域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調(diào)，而在其它方案中，能量經(jīng)過整形消除了高能量音調(diào)，但噪聲本底較高。
　　最常用的調(diào)制技術(shù)是脈寬調(diào)制（pwm）。從原理上講，pwm是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進行比較。這在載波頻率條件下產(chǎn)生一串脈沖。在每個載波周期內(nèi)，pwm脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 v為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發(fā)生全調(diào)制，這時脈沖串停止開關(guān)，占空比在具體周期內(nèi)為0%或100%。
　　pwm之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫pwm載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開關(guān)損失）允許100 db或更好的音頻帶snr。許多pwm調(diào)制器在達到幾乎100%調(diào)制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達到過載點。但是，pwm存在幾個問題：首先，pwm過程在許多實現(xiàn)中會增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，pwm載波頻率的諧振在調(diào)幅（am）無線電波段內(nèi)會產(chǎn)生emi；最后，pwm脈寬在全調(diào)制附近非常小。這在大多數(shù)開關(guān)輸出級柵極驅(qū)動電路中會引起問題，因為它們的驅(qū)動能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當(dāng)開關(guān)。因此，在基于pwm的放大器中經(jīng)常達不到全調(diào)制，可達到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚聲器阻抗的情況。
　　一種替代pwm的方案是脈沖密度調(diào)制（pdm），它在給定時間窗口（脈沖寬度）的脈沖數(shù)正比于輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像pwm那樣是任意的，而是調(diào)制器時鐘周期的“量化”倍數(shù)。1 bit Σ-Δ調(diào)制是pdm的一種形式。
　　Σ-Δ調(diào)制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，而不是像pwm那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調(diào)制潛在的emi優(yōu)勢要好于pwm。在pdm采樣時鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 mhz～6 mhz典型時鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被lc低通濾波器強烈衰減。
　　Σ-Δ調(diào)制的另一個優(yōu)點是最小脈寬是一個采樣時鐘周期，即使是對于接近全調(diào)制的信號條件。這樣簡化了柵極驅(qū)動器設(shè)計并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調(diào)制在d類放大器中不經(jīng)常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統(tǒng)的1 bit調(diào)制器只能穩(wěn)定到50%調(diào)制。還需要至少64倍過采樣以達到足夠的音頻帶snr，因此典型的輸出數(shù)據(jù)速率至少為1 mhz并且功率效率受到限制。
　　最近已經(jīng)開發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調(diào)制器的開關(guān)頻率，代替外部提供的時鐘。高頻能量經(jīng)常要比pwm 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質(zhì)，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關(guān)電路同步，也很難連接到無須先將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號的數(shù)字音頻源。
　　全橋電路（見圖3）可使用“三態(tài)”調(diào)制以減少差分emi。在傳統(tǒng)的差分工作方式中，半橋a的輸出極性必須與半橋b的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出a高，輸出b低；輸出a低，輸出b高。但是，還存在另外兩個共模狀態(tài)，即兩個半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產(chǎn)生三態(tài)調(diào)制，lc濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負狀態(tài)之間的開關(guān)。在零狀態(tài)期間，lc濾波器的差分動作非常小，雖然實際上增加了共模emi，但減少了差分emi。差分優(yōu)勢只適用于低功率水平，因為正狀態(tài)和負狀態(tài)仍必須用于對揚聲器提供大功率。三態(tài)調(diào)制方案中變化的共模電壓電平對于閉環(huán)放大器是一個設(shè)計挑戰(zhàn)。
　　圖7、pwm原理和例子　
　　注：sample audio in＝采樣音頻輸入
　　pwm out＝pwm輸出
　　triangle wave＝三角波
　　pwm concept＝pwm原理
　　pwm example＝pwm例子
　　sine＝正弦波
　　audio input＝音頻輸入
　　pulses＝脈沖
　　pwm output＝pwm輸出
　　emi處理
　　d類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產(chǎn)生大量emi并且干擾其它設(shè)備的工作。
　　兩種emi需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚聲器及電源線傳導(dǎo)的信號。d類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)emi和輻射emi分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設(shè)計方法減少d類放大器發(fā)射的emi，而不管其基線譜如何。
　　一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因為與emi相關(guān)的強度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個lc濾波器（包括揚聲器接線）的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動和返回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最?。〒P聲器使用雙絞線對接線很有幫助）。另一個要注意的地方是當(dāng)輸出級晶體管柵極電容開關(guān)時會產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的emi影響，意味著儲能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對它充電。
　　有時，插入與放大器電源串聯(lián)的rf扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會沿電源線長距離傳導(dǎo)。
　　如果柵極驅(qū)動非重疊時間非常長，揚聲器或lc濾波器的感應(yīng)電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時間結(jié)束時，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪?。在二極管完全斷開之前，會出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的emi源。通過保持非重疊時間非常短（還建議將音頻失真減至最小）使emi減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基（schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，從而轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因為schottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。
　　具有環(huán)形電感器磁芯的lc濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場輸電線影響減至最小。在成本和emi性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚聲器音質(zhì)。
　　lc濾波器設(shè)計
　　為了節(jié)省成本和pcb面積，大多數(shù)d類放大器的lc濾波器采用二階低通設(shè)計。圖3示出一個差分式二階lc濾波器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時近似于簡單的電阻，但實際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設(shè)計效果，設(shè)計工程師應(yīng)當(dāng)總是爭取使用精確的揚聲器模型。
　　常見的濾波器設(shè)計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小， 以獲， 得最， 低帶寬。如果對于高達20 khz頻率，要求下降小于1 db，則要求典型的濾波器具有40 khz巴特沃斯（butterworth）響應(yīng)（以達到最大平坦通帶）。對于常見的揚聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的l值和c值，下表給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似butterworth響應(yīng)：
　　電感L（μH） 電容C（μF） 揚聲器電阻（Ω） 帶寬-3-dB（kHz）
　　10 1.2 4 50
　　15 1 6 41
　　22 0.68 8 41
　　如果設(shè)計不包括揚聲器反饋，揚聲器thd會對lc濾波器元器件的線性度敏感。
　　電感器設(shè)計考慮因素：設(shè)計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。
　　額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。
　　通過在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數(shù)很多，與總饒線長度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯以提供需要的電感。
　　最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響emi，正如上面所提到的。
　　系統(tǒng)成本
　　在使用d類放大器的音頻系統(tǒng)中，有哪些重要因素影響其總體成本？ 我們怎樣才能將成本減至最低？
　　d類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。
　　d類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本（以及pcb面積），例如，散熱片或風(fēng)扇。d類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器（dac）將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。對于處理模擬輸入的d類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對于數(shù)字輸入的d類放大器有效地集成了dac功能。
　　另一方面，d類放大器的主要成本缺點是lc濾波器。lc濾波器的元器件，尤其是電感器，占用pcb面積并且增加成本。在大功率放大器中，d類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節(jié)省的大量成本可以抵消lc濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器ic的成本可能比lc濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，lc濾波器占用的pcb面積也是小型應(yīng)用中的一個問題。
　　為了滿足這些考慮，有時會完全取消lc濾波器，以采用無濾波放大器設(shè)計。這樣可節(jié)省成本和pcb面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒有濾波器，emi和高頻功耗的增加將會不可接受，除非揚聲器采用電感式并且非?？拷糯笃?，電流環(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設(shè)計在便攜式應(yīng)用中經(jīng)常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統(tǒng)，例如，家庭音響。
　　另一種方法是將每個音頻通道所需要的lc濾波器元器件數(shù)減至最少。這可以通過使用單端半橋輸出級實現(xiàn)，它需要的電感器和電容器數(shù)量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產(chǎn)生負電源相關(guān)的成本可能就會過高，除非負電源已經(jīng)有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分攤負電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會降低輸出功率并且經(jīng)常需要使用一個大的隔直流電容器。
　　adi公司d類放大器
　　剛才討論的所有設(shè)計問題可以歸結(jié)到一個要求相當(dāng)嚴格的項目。為了節(jié)省設(shè)計工程師的時間，adi公司提供各種d類放大器ic1，它們含有可編程增益放大器、調(diào)制器和功率輸出級。為了簡化評估，adi公司為每種類型的放大器提供了演示板。這些演示板的pcb布線和材料清單可以作為切實可行的參考設(shè)計，從而幫助客戶迅速設(shè)計經(jīng)過驗證、經(jīng)濟有效的音頻系統(tǒng)而無須為解決d類放大器主要設(shè)計問題做“重復(fù)性的工作”。
　　例如，可以考慮使用ad19902，ad19923，ad19944和ad199655雙放大器ic系列產(chǎn)品，它們適合要求兩個通道每通道輸出達到5，10，25和40 w的中等功率的立體聲或單聲道應(yīng)用。下面是這些ic的一些特性：
　　ad1994 d類音頻功率放大器包含兩個可編程增益放大器、兩個Σ-Δ調(diào)制器和兩個功率輸出級以在家庭影院、汽車和pc音頻應(yīng)用中驅(qū)動全h橋連接的負載。它產(chǎn)生的開關(guān)波形可驅(qū)動兩個25 w立體聲揚聲器，或一個50 w單聲道揚聲器，具有90%的效率。其單端輸入施加到一個增益可設(shè)置為0，6，12和18 db的可編程增益放大器（pga），以處理低電平信號。
　　ad1994具有集成保護以防止輸出級受到過熱、過流和沖擊電流的危害。由于其特殊的時序控制、軟啟動和dc失調(diào)校準(zhǔn)，與靜音相關(guān)的咔嗒聲很微小。其主要性能指標(biāo)包括0.001%thd，105 db動態(tài)范圍，大于60 db的psr，以及采用開關(guān)輸出級連續(xù)時間反饋和優(yōu)化的輸出級柵極驅(qū)動器。其1 bit Σ-Δ調(diào)制器尤其為d類應(yīng)用增強以達到500 khz平均數(shù)據(jù)頻率，對于90%調(diào)制具有高環(huán)路增益，以及全調(diào)制穩(wěn)定性。獨立調(diào)制器方式允許驅(qū)動外部的大輸出功率場效應(yīng)管（fet）。
　　ad1994對于pga、調(diào)制器和數(shù)字邏輯采用5 v電源，對于開關(guān)輸出級采用8 v～20 v高電壓電源。相關(guān)的參考設(shè)計滿足fcc b類emi標(biāo)準(zhǔn)要求。當(dāng)以5 v和12 v電源驅(qū)動6Ω負載時，其靜態(tài)功耗為487 mw，在2×1 w輸出功率條件下功耗為710 mw，在待機方式下功耗為0.27mw。ad1994采用64引腳lfcsp封裝，工作溫度范圍為–40°c～+85°c。